直流母线电压23、串连谐振电路存储的电能和输出电压17之间存在必然的对应干系，决定5种状况的挑选。可建立仿真模型。绘制给定电压值与测量值17的差值与5种状况在分歧电容电压32下的曲线，实施时采取比较法肯定状况输出便可。逆变器40硬件电路简朴，可输出5电平，只是需求汇集电容电压32，输出电压17和辩白谐振电流34的过零点。对信号汇集电路要求较高，节制措置器的速率要够快。但是因为算法和节制简朴，采取中低端CPLD/FPGA都能够实现。
直流母线电压13到高频交换高压15是通过逆变器10、串连谐振电路和高频升压变压器26实现的。逆变器10由四个全控开关管各反并联一个二极管构成，外加电容22与变压器26的漏感构成串连谐振电路，如果漏感不敷，可外加一个电感24。逆变器10输出的高频脉冲电压经串连谐振电路，输入到变压器26中的是正弦电压及电流，颠末变压器26的升压感化就获得了高频交换电压15。逆变器10常采取PWM和PFM的节制战略，可持续跟踪输出电压17的窜改，固然采取了谐振软开关技术，在开关管开通时或关断时仍会产生一次开关耗损，较硬开关的耗损降落了一半以上。高压直流电源中的整流电路普通采取多级整流器20，能够使得整流二极管和电容的耐压值降落，体积减小。因为对高频交换电压15整流，多级整流器20采取快速整流二极管。此处的快速整流二极管并不是在电流过零点导通。各级整流电路顺次导通，二极管会产生较大的开关耗损，使得高压直流电源100的团体效力降落。
本发明的目标在于降服现有技术中的不敷，供应一种基于谐振软开关技术的高压直流电源，可完整消弭逆变器的开关耗损和高频不成控整流电路的整流耗损。全部电源体系节制战略简朴、效力高，输出的电压颠簸小、呼应快。
如图2所示，按照本发明的一个实施例的高压直流电源200拓扑。逆变器40增加了一个全控开关管28。若开关管28断开，逆变器40的布局和逆变器10不异。直流母线电压23处增加一个电容组，采取两个电容组串连的体例。考虑到电容组36和38的均压充电，前端可采取变压器42、不成控整流器46和48实现。变压器42的初、次级绕组匝数比1:1，次级两个绕组。产生不异的电压颠末不成控整流器46和48对两个电容组36和38充电，可包管串连电容组的均压充电。待充电完成，逆变器40开端事情，直流母线电压23没法调度。
所述的工频不成控整流器是对电网电压整流，包含的整流器数量由逆变器的输出电平数量决定。整流器以串连连接，低频变压器的次级双绕组包管各整流器中的电流、电压相位不异，呼应的二极管同时导通，使得串连电容组均压充电。
图4为逆变器40的5种事情状况，1-逆变器40的输出电压，2-串连谐振电路的谐振电流。此中。I-2正向谐振，II-2反向谐振，III-自在谐振，IV-1正向谐振，V-1反向谐振；
图3为按照本发明的一个实施例，采取五电平逆变器40的高压电源拓扑，工频不成控整流器70采取2级整流器，高频不成控整流器80采取4级整流器；
所述高频不成控整流器对高频变压器输出的高压交换电整流，输出高压直流电压。输出电压进步的倍数由高频变压器初、次级匝数比，次级绕组数量和每个次级绕组连接的整流器级数决定。变压器每个次级绕组连接多级整流器，分歧次级绕组连接的整流器之间串连。次级绕组连接的多级整流器增加电容器，且连接到各级整流器的电容器容量不异，所流过的电流为零时。各整流器的呼应二极管同时导通，包管各串连电容器均压充电，且无整流耗损。